幅度调制（线性调制）详解
1、基本概念
1.1、调制与解调
调制，即把消息信号寄托在载波的某个参数上，形成已调信号。已调信号的某个参量，如幅度可以反映消息的变化规律。消息信号可分为调制信号和基带信号，载波可为正弦波或脉冲序列。
解调，是调制的逆过程，从已调信号中恢复消息信号。
通俗来讲，消息就相当于货物，车相当于载波。调制相当于装载，解调相当于卸载。
1.2、调制的目的
（1）无线通信对天线尺寸减小的需求
在无线通信中，需要通过天线将信号辐射到空间，根据天线理论
h
≥
λ
10
h≥\frac{\lambda}{10}
h≥10λ
其中，h为天线的几何尺寸，
λ
\lambda
λ 为发射信号的波长。又信号的波长和频率有以下关系:
λ
=
c
f
\lambda=\frac{c}{f}
λ=fc
其中 c为光速
3
x
1
0
8
m
/
s
3x10^8m/s
3x108m/s。故，若发射信号的频率较低时，如 3kHz，则需要大约 10000m长的天线，显然这是很难实现的。若减小天线尺寸，就需要提高发射信号的频率，通过调制将低频信号搬到高频载波上。如GSM 900MHz 手机的天线只有几里面完全内置在手机内，外观看不到天线。
（2）一条信道中同时传输多路信号
因为调制的实质是频谱搬移，故可以通过调制将多路信号搬移到各自的子信道中，实现多路复用。
（3）利用电话线将PC机接入Internet
利用电话线将PC机接入Internet时，需要通过一个“猫”(Modem) 进行"翻译”（模/数信号转换）。
综上，可知调制的目的有以下几点：
- 匹配信道特性，减小天线尺寸，提高辐射效率；
- 进行频谱搬移，实现信道的多路复用，提高信道利用率；
- 扩展信号带宽，提高系统抗干扰能力；
- 实现带宽与信噪比的互换，即有效性和可靠性的互换；
1.3、调制的分类
按调制信号m(t)的类型，可分为m(t)为模拟信号时称为模拟调制，为数字时称为数字调制。
按已调信号的频谱结构是否保留了原来消息信号的频谱模样，可分为 线性调制和非线性调制。
按载波类型进行分类，若采用正弦型载波则称为连续波调制，若采用脉冲串则称为脉冲调制。
按正弦载波的受调参量，可分为 幅度调制、频率调制和相位调制。
模拟调制是用模拟的消息信号去控制正弦载波的幅度、频率和相位的调制方式。
2、幅度调制
2.1、基础知识
时 域 卷 积 f 1 ( t ) ∗ f 2 ( t ) ⇔ F 1 ( w ) F 2 ( w ) 频 域 卷 积 f 1 ( t ) f 2 ( t ) ⇔ 1 2 π F 1 ( w ) ∗ F 2 ( w ) 频 移 特 性 f ( t ) e ± j w c t ⇔ F ( w ∓ w c ) 调 制 定 理 f ( t ) c o s w c t ⇔ 1 2 [ F ( w − w c ) + F ( w + w c ) ] 欧 拉 公 式 c o s w c t = 1 2 ( e j w c t + d − j w c t ) ⇔ π [ δ ( w − w c ) + δ ( w + w c ) ] 单 位 冲 击 响 应 1 ⇔ 2 π δ ( w ) 傅 里 叶 变 换 对 及 其 尺 度 变 换 2 π δ ( w ) ⇔ δ ( f ) \begin{matrix} 时域卷积 & f_1(t)*f_2(t)\Leftrightarrow F_1(w)F_2(w)\\ \\ 频域卷积 & f_1(t)f_2(t)\Leftrightarrow \frac{1}{2\pi }F_1(w)*F_2(w)\\ \\ 频移特性 & f(t)e^{\pm jw_ct}\Leftrightarrow F(w \mp w_c)\\ \\ 调制定理 & f(t)cosw_ct \Leftrightarrow \frac{1}{2}[F(w-w_c)+F(w+w_c)]\\ \\ 欧拉公式 & cosw_ct=\frac{1}{2}(e^{jw_ct}+d^{-jw_ct}) \Leftrightarrow \pi [\delta (w-w_c)+\delta (w+w_c)]\\ \\ 单位冲击响应 & 1 \Leftrightarrow 2 \pi \delta(w) \\ \\ 傅里叶变换对及其尺度变换 & 2\pi \delta (w)\Leftrightarrow\delta(f)\\ \\ \end{matrix} 时域卷积频域卷积频移特性调制定理欧拉公式单位冲击响应傅里叶变换对及其尺度变换f1(t)∗f2(t)⇔F1(w)F2(w)f1(t)f2(t)⇔2π1F1(w)∗F2(w)f(t)e±jwct⇔F(w∓wc)f(t)coswct⇔21[F(w−wc)+F(w+wc)]coswct=21(ejwct+d−jwct)⇔π[δ(w−wc)+δ(w+wc)]1⇔2πδ(w)2πδ(w)⇔δ(f)
2.2、幅度调制的一般模型
幅度调制，即通过消息信号控制正弦载波的幅度。
其中，消息信号 m(t) 也称基带调制信号，
c
o
s
w
c
t
cosw_ct
coswct 为载波， h(t) 为 滤波器的冲击响应，
s
m
(
t
)
s_m(t)
sm(t) 是幅度已调信号。则幅度调制的时域表达式为
s m ( t ) = [ m ( t ) c o s w c t ] ∗ h ( t ) s_m(t)=[m(t)cosw_ct]*h(t) sm(t)=[m(t)coswct]∗h(t)
频域表达式为
S m ( w ) = 1 2 [ M ( w + w c ) + M ( w − w c ) ] H ( w ) S_m(w)=\frac{1}{2}[M(w+w_c)+M(w-w_c)]H(w) Sm(w)=21[M(w+wc)+M(w−wc)]H(w)
只要适当选择滤波器的特性，则可得到以下几种幅度调制，AM、DSB、SSB、VSB，他们之间的关系如下图所示。若m(t) 是确知信号，可用傅氏变换
M
(
w
)
M(w)
M(w) 进行谱分析，若是随机信号，则需要通过功率谱
H
(
w
)
H(w)
H(w) 来描述。
2.3、常规调幅 AM(Amplitude Modulation)
2.3.1、AM-调幅
对于均值为0的消息信号m(t)，外加直流偏置
A
0
A_0
A0，得到
A
0
+
m
(
t
)
A_0+m(t)
A0+m(t)，然后与载波相乘即可得到AM信号。
对应调制器的模型为
当满足 信息信号的最大值不超过直流偏置 时，即
∣
m
(
t
)
∣
m
a
x
≤
A
0
|m(t)|_{max} ≤ A_0
∣m(t)∣max≤A0 时，AM波的包络正比于信息信号的变换规律。AM的时间表达式分为 载波项+边带项，可记为
s A M ( t ) = [ A 0 + m ( t ) ] c o s w c t = A 0 c o s w c t + m ( t ) c o s w c t s_AM(t)=[A_0+m(t)]cosw_ct=A_0cosw_ct+m(t)cosw_ct sAM(t)=[A0+m(t)]coswct=A0coswct+m(t)coswct
注意，基带信号中的 A 0 A_0 A0 为直流分量，调制后的 A 0 A_0 A0 为载波幅度。对时间表达式进行傅里叶变换，可以得到AM信号的频谱
A A M ( w ) = π A 0 [ δ ( w + w c ) + δ ( w − w c ) ] + 1 2 [ M ( w + w c ) + M ( w − w c ) ] A_{AM}(w)=\pi A_0[\delta (w+w_c)+\delta (w-w_c)]+\frac{1}{2}[M(w+w_c)+M(w-w_c)] AAM(w)=πA0[δ(w+wc)+δ(w−wc)]+21[M(w+wc)+M(w−wc)]
相应的AM波形和时间频谱，如下所示
可见，
- 时域波形相乘（ [ A 0 + m ( t ) ] c o s w c t [A_0+m(t)]cosw_ct [A0+m(t)]coswct）对应频域频谱卷积。
- 从频谱上看，由载波分量，上边带（USB）、下边带（LSB）三部分组成。下边带是上边带的镜像。可见 AM是含有载波分量的双边带信号。传输带宽是基带信号带宽的两倍 B A M = 2 f H B_{AM}=2f_H BAM=2fH , B 基 = w H 2 π = f H B_基=\frac{w_H}{2\pi}=f_H B基=2πwH=fH 。且已调信号中载波分量是基带信号中的直流分量的搬移，边带谱是消息信号谱的搬移，搬移过程中谱的结构没有发生变化。故幅度调制又称线性调制。
- 从波形来看，波形的包络正比于 m(t)，这个特点使其可以采用简单的包罗检波进行解调。
- 因为接收机简单，AM被广泛应用于中短波调幅广播。
2.3.2、AM-包络检波器
AM-包络检波器，可以检出AM信号( S A M ( t ) S_{AM}(t) SAM(t))的包络，隔去直流 A 0 A_0 A0即可还原原来的消息信号 m ( t ) m(t) m(t)。通常由整流器和低通滤波器组成。
AM-包络检波器的特点是，简单，不需要相干载波（非相干解调）。但是，它在小信噪比时有门限效应。
2.3.3、调幅系数（调幅度）m
调幅系数，不仅用来反映调制信号 m(t) 改变载波幅度的程度，还涉及 AM 的 功率分配 和 调制效率。可用以下公式来表示：
m = ∣ m ( t ) ∣ m a x A 0 m=\frac{|m(t)|_{max}}{A_0} m=A0∣m(t)∣max
由上图可见，当 调幅系统 m<1 时，为 正常调幅状态； m=1 时为 临界状态, 称之为 满调幅（100%调幅）；当 m>1 时，将会发生包络失真，称之为 过调幅 。
2.3.4、AM调制效率（功率利用率）
由 AM 信号的表达式
S A M ( t ) = A 0 c o s w c t + m ( t ) c o s w c t S_{AM}(t)=A_0cosw_ct+m(t)cosw_ct SAM(t)=A0coswct+m(t)coswct，
计算其均方值，可得 AM 信号的功率
P A M = A 0 2 2 + m 2 ( t ) ‾ 2 = P c + P s P_{AM}=\frac{A_0^2}{2}+\frac{\overline{m^2(t)}}{2}=P_c+P_s PAM=2A02+2m2(t)=Pc+Ps
其中， A 0 2 2 \frac{A_0^2}{2} 2A02 是载波功率， m 2 ( t ) ‾ 2 \frac{\overline{m^2(t)}}{2} 2m2(t) 是边带功率。调制效率可以表示为：
η A M = P s P A M = m 2 ( t ) ‾ A 0 2 + m 2 ( t ) ‾ \eta_{AM}=\frac{P_s}{P_{AM}}=\frac{\overline{m^2(t)}}{A_0^2+\overline{m^2(t)}} ηAM=PAMPs=A02+m2(t)m2(t)
因为
∣
m
(
t
)
∣
m
a
x
≤
A
0
|m(t)|_{max} ≤ A_0
∣m(t)∣max≤A0，故
m
2
(
t
)
‾
≤
A
0
2
\overline{m^2(t)} ≤ A_0^2
m2(t)≤A02, 故调制效率
η
A
M
≤
50
\eta_{AM}≤50
ηAM≤50% 。这意味着，分配给有用信号，即边带信号的功率很低，最多是总功率的 1/2 。因此 AM调制的功率利用率是很低的。
例，设单音正弦信号
m
(
t
)
=
A
m
c
o
s
w
m
t
m(t)=A_mcosw_mt
m(t)=Amcoswmt，其最大值是
∣
m
(
t
)
∣
m
a
x
=
A
m
|m(t)|_{max}=A_m
∣m(t)∣max=Am，其均方值
m
2
(
t
)
‾
=
A
m
2
2
\overline{m^2(t)}=\frac{A^2_m}{2}
m2(t)=2Am2，则其调幅系数为，
m = ∣ m ( t ) ∣ m a x A 0 = A m A 0 m=\frac{|m(t)|_{max}}{A_0}=\frac{A_m}{A_0} m=A0∣m(t)∣max=A0Am
其调幅效率为，
η
A
M
=
m
2
(
t
)
‾
A
0
2
+
m
2
(
t
)
‾
=
A
m
2
2
A
0
2
+
A
m
2
=
m
2
2
+
m
2
\eta_{AM}=\frac{\overline{m^2(t)}}{A_0^2+\overline{m^2(t)}}=\frac{A^2_m}{2A^2_0+A^2_m}=\frac{m^2}{2+m^2}
ηAM=A02+m2(t)m2(t)=2A02+Am2Am2=2+m2m2
当 m=1 时，调制效率是1/3，调制效率和调制系数的取值和消息信号的波形均有关。当消息信号 m(t) 一定时，调制系数越大，调制效率越高。但在实际中，为了避免过调幅，通常取 m = 0.3 ∼ 0.6 m=0.3\sim 0.6 m=0.3∼0.6 。其原因，主要是载波信号 不含有用信息，但却占用大部分发射功率 P c = A 0 2 2 P_c=\frac{A^2_0}{2} Pc=2A02，从而使得 调制效率低。同时，也正是利用这种功率上的浪费，换取了解调的简单，通过包络检波的方法还原消息信号。
2.4、双边带调制（DSB-SC）
2.4.1、双边带调制（DSB-SC）
抑制载波的的双边带调制，Double SideBand Suppressed Carrier（DSB-SC），可以抑制已调信号中的载波分量，等效于去掉基带信号中的直流偏置 A 0 A_0 A0 ，这种方式称为 抑制载波的的双边带调制，简称双边带调制 DSB。其调制效率可达到 100%，即发射功率都用于有用信号（边带信号），也正因于此，DSB信号的包络不正比于m(t)信号。对应模型为：
对应表达式为:
s D S B = m ( t ) c o s w c t s_{DSB}=m(t)cosw_ct sDSB=m(t)coswct
其中 m ( t ) ‾ = 0 \overline{m(t)}=0 m(t)=0。进行傅里叶变换后，得到其频谱为
S D S B ( w ) = 1 2 [ M ( w + w c ) + M ( w − w c ) ] S_DSB(w)=\frac{1}{2}[M(w+w_c)+M(w-w_c)] SDSB(w)=21[M(w+wc)+M(w−wc)]
计算其均方值，得到其调制功率为：
P D S B = m 2 ( t ) ‾ 2 = P s P_{DSB}=\frac{\overline{m^2(t)}}{2}=P_s PDSB=2m2(t)=Ps
调制效率为：
η D S B = P s P D S B = 100 \eta _{DSB}=\frac{P_s}{P_{DSB}}=100 ηDSB=PDSBPs=100%
DSB 信号的波形与频谱，如下所示：
可见，
- 从频谱上看，DSB信号与AM信号的频谱相似，都有上、下两个边带，带宽都是基带带宽的2倍， B D S B = B A M = 2 f H B_{DSB}=B_{AM}=2f_H BDSB=BAM=2fH，只是没有了载波分量，因此调制效率为100%。
- 从时域波形上看，DSB信号在调制信号m(t)的零交点处，发生载波反相，即相位突变180度，因此DSB信号的包络不在于m(t)成正比，而AM信号的包络是正比于 m(t)的，不能采用包络检波。
DSB常用于 SSB/VSB 的基础，调频立体声中的差信号调制。
2.4.2、DSB相干解调
解调是调制的逆过程，由前面部分的内容可知，调制过程为：
- 从时域角度，消息信号m(t)（基带信号）与调制载波
c
(
t
)
=
c
o
s
w
c
t
c(t)=cosw_ct
c(t)=coswct 相乘得到已调信号
s
m
(
t
)
s_m(t)
sm(t)。
- 从频域角度，把消息信号的谱
M
(
w
)
M(w)
M(w)，从0频处，左、右平移
∓
w
c
\mp w_c
∓wc , 即搬移到正负
w
c
w_c
wc 处。
而解调是调制的逆过程，则需要将已调信号谱再搬回到0频处，仿照调制过程，将已调信号 s m ( t ) s_m(t) sm(t) 乘以与调制信号c(t) 同频同相的相关载波,则对应频域上，已调信号的频谱左、右平移 w c w_c wc, 即搬移到了 ± 2 w c \pm 2w_c ±2wc 和 0频处。
再经过低通滤波即可还原调制信号 m(t)，这个过程就是相干解调 的设计思想。
注意：调制器中的滤波器是带通，而解调器中的滤波器是低通滤波器。相干解调，要求：
-
载波同步
c
(
t
)
=
c
o
s
w
c
t
c(t)=cosw_ct
c(t)=coswct，即接收端提供的本地载波与发送端的调制载波通频同相。
故相干解调，也称为 同步检波。它不仅使用与DSB，对所有的线性调制 AM、DSB、SSB、VSB 都适用。
例，某DSB信号 s m ( t ) = m ( t ) c o s w c t s_m(t)=m(t)cosw_ct sm(t)=m(t)coswct 与同步载波相乘，即有
s m ( t ) ⋅ c ( t ) = m ( t ) c o s 2 w c t = m ( t ) c o s 2 w c t + 1 2 = 1 2 m ( t ) c o s 2 w c t + 1 2 m ( t ) s_m(t)\cdot c(t)=m(t)cos^2w_ct=m(t)\frac{cos2w_ct+1}{2}=\frac{1}{2}m(t)cos2w_ct+\frac{1}{2}m(t) sm(t)⋅c(t)=m(t)cos2wct=m(t)2cos2wct+1=21m(t)cos2wct+21m(t)
(这里用了倍角公式来化简)经过低通滤波，解调输出 调制信号 / f r a c 12 m ( t ) /frac{1}{2}m(t) /frac12m(t)。但如若接收端提供的本地载波不相干，如同频不同相，存在载波相位差，则会出现
s m ( t ) ⋅ c ( t ) = m ( t ) c o s w c t ⋅ c o s ( w c t + φ ) = m ( t ) c o s φ + c o s ( 2 w c t + φ ) 2 = m ( t ) 2 [ c o s φ + c o s ( 2 w c t + φ ) ] s_m(t)\cdot c(t)=m(t)cosw_ct \cdot cos(w_ct+\varphi )=m(t)\frac{cos\varphi +cos(2w_ct+ \varphi )}{2}=\frac{m(t)}{2}[cos\varphi +cos(2w_ct+ \varphi )] sm(t)⋅c(t)=m(t)coswct⋅cos(wct+φ)=m(t)2cosφ+cos(2wct+φ)=2m(t)[cosφ+cos(2wct+φ)]
(这里用了积化和差公式来化简)经过低通滤波器，滤掉 c o s ( 2 w c t + φ ) cos(2w_ct+ \varphi) cos(2wct+φ)，输出 1 2 m ( t ) c o s φ \frac{1}{2}m(t)cos \varphi 21m(t)cosφ , 这里与调制信号相比多出一个与相位差 φ \varphi φ 有关的项，当 φ = 0 \varphi=0 φ=0,则为同步情况，反之由于 c o s φ < 1 cos \varphi <1 cosφ<1,则 解调信号的幅度会衰减 c o s φ cos \varphi cosφ倍，甚至可能发生失真现象，由此可知载波同步的重要性。
2.5、单边带调制 SSB
产生单边带最直观的方式是，先产生双边带信号
s
D
S
B
(
t
)
s_{DSB}(t)
sDSB(t)，然后再进行边带滤波，即可得到单边带信号
s
S
S
B
(
t
)
s_{SSB}(t)
sSSB(t)。若边带滤波器在截止频率
f
c
f_c
fc 处具有理想低通特性，则滤掉上边带保留下边带；若具有高通特性，则滤掉下边带保留上边带。
显然，这种方法要求，边带滤波器
H
S
S
B
(
w
)
H_{SSB}(w)
HSSB(w) 在载频处具有陡峭的截止特性，但是实际中滤波器的截止特性具有一定的过渡带，很难实现陡峭的截止特性，因此要求消息信号的频谱在0频附近近似为0。
对于单音，设 m ( t ) = A m c o s w m t m(t)=A_mcosw_mt m(t)=Amcoswmt，载波 c ( t ) = c o s w c t c(t)=cosw_ct c(t)=coswct，则有双边带信号
s D S B ( t ) = A m c o s w m t ⋅ c o s w c t = 1 2 A m c o s ( w c − w m ) + 1 2 A m c o s ( w c + w m ) s_{DSB}(t)=A_mcosw_mt \cdot cosw_ct=\frac{1}{2}A_m cos(w_c-w_m)+\frac{1}{2}A_mcos(w_c+w_m) sDSB(t)=Amcoswmt⋅coswct=21Amcos(wc−wm)+21Amcos(wc+wm)
其中，下边带信号
s L S B ( t ) = 1 2 A m c o s ( w c − w m ) t = 1 2 A m c o s w m t c o s w c t + 1 2 A m s i n w m t s i n w c t s_{LSB}(t)=\frac{1}{2}A_mcos(w_c-w_m)t=\frac{1}{2}A_mcosw_mtcosw_ct+\frac{1}{2}A_msinw_mtsinw_ct sLSB(t)=21Amcos(wc−wm)t=21Amcoswmtcoswct+21Amsinwmtsinwct
这里的 A m s i n w m t A_msinw_mt Amsinwmt 是 消息信号 A m c o s w m t A_mcosw_mt Amcoswmt 的 π 2 \frac{\pi}{2} 2π 移相，幅度保持不变，这个过程称为 希尔伯特变换。
同理，对于上边带信号有
s
L
S
B
(
t
)
=
1
2
A
m
c
o
s
(
w
c
+
w
m
)
t
=
1
2
A
m
c
o
s
w
m
t
c
o
s
w
c
t
−
1
2
A
m
s
i
n
w
m
t
s
i
n
w
c
t
s_{LSB}(t)=\frac{1}{2}A_mcos(w_c+w_m)t=\frac{1}{2}A_mcosw_mtcosw_ct-\frac{1}{2}A_msinw_mtsinw_ct
sLSB(t)=21Amcos(wc+wm)t=21Amcoswmtcoswct−21Amsinwmtsinwct
则推广到一半形式，消息信号为 m ( t ) m(t) m(t), 对应的希尔伯特变换为 m ( t ) ^ \widehat{m(t)} m(t) ，对应的单边带表达形式为：
s L S B ( t ) = 1 2 m ( t ) c o s w c t + 1 2 m ( t ) ^ s i n w c t U S B − \begin{matrix} s_{LSB}(t) &=\frac{1}{2}&m(t)&cosw_ct&+&\frac{1}{2}& \widehat{m(t)}& sinw_ct \\ USB& & & & - \end{matrix} sLSB(t)USB=21m(t)coswct+−21m(t) sinwct
则由此表达式，显然可以通过 项移法 产生 SSB，
图中的 H h ( w ) H_h(w) Hh(w) 是 希尔伯特变换滤波器，它实质上是一个宽带的90度移相电路，含义是把 m ( t ) m(t) m(t) 信号中的所有频率分量都相移 π 2 \frac{\pi}{2} 2π，幅度保持不变。但对于频率很低的分量，这种方法还能够实现么？
综上，SSB信号的特点：
- 频带利用率高，只传输一个边带。 B S S B = B A M 2 = f H B_{SSB}=\frac{B_{AM}}{2}=f_H BSSB=2BAM=fH。这使得但边带信号在频谱拥挤的通信场合，如短波通信、多路载波电话系统等场合获得广泛应用。
- 低功耗特性，因为无需传送载波和另一边带而节省了功率。这使得单边带在移动通信系统场合得到广泛应用。
- SSB缺点：设备较复杂，存在技术难点，也需相干解调。这就需要通过残留边带调制来解决。
2.6、残留边带调制 VSB
残留边带调制 VSB是介于双边带和单边带之间的折中方案。单边带存在的问题是难以实现陡峭的边带滤波特性，这里的解决方法是逐步切割、圆滑滚将，这样的滤波特性，使得另外一个边带残留了一小部分，故名 残留边带。
那这里的滚将是否可以是任意的呢？我们从接收端能够无失真的恢复原来的信号，来反推出发送端调制器中残留边带滤波器的特性。
显然，若要无失真恢复消息信号 m(t)，
H
(
w
+
w
c
)
+
H
(
w
−
w
c
)
H(w+w_c)+H(w-w_c)
H(w+wc)+H(w−wc) 需要在消息信号的频带范围内
∣
w
∣
≤
w
H
|w|≤w_H
∣w∣≤wH 等于常数。其含义是：
H
(
w
)
H(w)
H(w) 必须满足，在载频
w
c
w_c
wc 处具有 互补对称 特性。
VSB 滤波器的几何解释是：将具有互补对称的特性，左右平移
w
c
w_c
wc , 叠加的结果等于常数。
VSB 的特点有：VSB仅比SSB有很小的带宽增加，但换来了简单的电路，
f
H
<
B
V
S
B
<
2
f
H
f_H<B_{VSB}<2f_H
fH<BVSB<2fH。
VSB 适用于模拟电视广播系统中的视频信号的传输，因为视频信号的带宽较大，且具有较丰富的低频分量，
B
V
S
B
=
1.25
f
H
B_{VSB}=1.25f_H
BVSB=1.25fH，采用 VSB 即克服了单边带电路难以实现，又解决了双边带占用带宽宽的缺点。
本文为个人的学习笔记，欢迎一起学习交流。