方案1

 

 

计算过程：流过电阻R3的电流I3 ，流过电阻R2的电流I2 ，流过电阻R1的电流I1 

FB引脚反馈电压VFB， 单片机DAC输出电压VG，二极管压降VD,

通过下面推导：

I3=(VG-VD-VFB)/R3
I2=(VOUT-VFB)/R2
I1=VFB/R1
VD为二极管导通电压0.4V  VFB=1.23
(VG-1.23-0.4)/R3+(VOUT-1.23)/R2=1.23/R1
(VG-1.63)/R3+(VOUT-1.23)/R2=1.23/R1
VG<=1.63V时，I3=0,VOUT=1.23*(1+R2/R1)=23.78V
VG>1.63V时，VOUT=1.23*(1+R2/R1)-(VG-1.63)*R2/R3
VG=3.25V时输出最小 VOUT=23.78-35.64/R3=23.78-23.78=0V

所以可以实现0-23.78V可调  

输出电压计算公式:

VOUT=1.23*(1+R2/R1)-(VG-1.63)*R2/R3

按图中参数,如果程控电压变化1mV

输出电压变化等于 22K/1.5K * 1mV =14.667 mV

对程控电压的精度要求较高

 

方案2

 

 

这里的反馈回路串入了一个运放，该运放组成一个比较电路，把电阻R1、R2的分压反馈信号与设定电压Vset进行比较，然后运放输出的调整电压通过一个二极管反馈到LM2596的FB脚。由于反馈信号加在运放的同相输入端，到达FB引脚的反馈信号极性没有改变，在整体来看还是负反馈，所以输出电压同样可以稳定。再根据运放的 虚短虚断 ，运放的输入电压V+ = V- ，也就是说输出电压：Vout = Vset(1+R2/R1)。

相对于图1，输出电压公式中芯片内部的Vref变成了外部可控的Vset，相当于把芯片的内部基准电压 移 到了外部，通过DAC可以很方便地调节Vset。

电路中运放电源加入了-5V负电压，目的是使运放可以输出达到Vref(1.235V)+ VD1(0.7V)左右，使得输出电压可以稳定，D1和R5是为了确保不让运放输出的负电压反馈至FB引脚。如果把运放换成宽电压的轨对轨运放，则负电压和D1、R5可以去掉。

该电路本人亲测可用，缺点是由于反馈通路多了一个运放，造成信号的一些延时，反馈信号的相位裕度变小，所以输出电压的纹波会有所增大，不过整体性能还是不错的。不知道选用带宽较高的运放会不会有所改善。

查找其他资料,有说可以将电压比较器改为电压放大器来改善稳定性.