基本电路结构

按照此电路进行配置，即可。
值得注意的是，本电路的输出电压为12V，其相关的电路参数设计也都是基于400V->12V的配置进行设计的。若要改变电路的输入输出值，则以下电路参数需要进行相关的改变：

1. 输出电压反馈的补偿网络
2. 检测谐振电容电压以进行过流保护OC的RC网络
3. 变压器的变比

相关的Python代码稍后奉上，代码将运行两次：

1. 运行现有的电路配置，得到与上图相同的电路参数值（主要是电阻和电容），验证代码原理的正确性；
2. 输入定制的电路配置，得到我们需要的电路参数值。

设计原理：
TL431的反馈回路的设计

UCC25600 输出电压反馈补偿网络的设计

参考文档

基础推导

图中的Vref规定了直流静态工作点，也即，如果需要得到不同的输出电压，则应当保证在稳态的时候，Rx的分压应当处在Vref附近。
红色框内为modulator，$G_m(s)$Gm​(s)；蓝色框内为compensator，$G_c(s)$Gc​(s)。
$G_lp(s) = \frac{V_{out}(s)}{V_r(s)} = G_c(s)G_m(s)$Gl​p(s)=Vr​(s)Vout​(s)​=Gc​(s)Gm​(s) or
$G_lp(w) = \frac{V_{out}(w)}{V_r(w)} = G_c(w)G_m(w)$Gl​p(w)=Vr​(w)Vout​(w)​=Gc​(w)Gm​(w)
$G_m(w) = FBO / FBC$Gm​(w)=FBO/FBC
$G_c(w) = FBC / FBR$Gc​(w)=FBC/FBR
如果只考虑光耦器件的电流传输比CTR(Current Transfer Rate)，则推导出来的补偿网络表达式为：
$G_c(s) = \frac{R_1C_1s+1}{\frac{sR_3R_2C_1}{R_4CTR}} = \frac{\frac{s}{1/R_1C_1}+1}{s/w_1}$Gc​(s)=R4​CTRsR3​R2​C1​​R1​C1​s+1​=s/w1​1/R1​C1​s​+1​
但是，光耦器件并不能只用一个电流传输比表示，它另外一个典型的特征是他的通频带较低，一般认为是10k Hz。所以，它实际上还附带了一个低通滤波器的效果，滤波器的带宽为10k Hz。所以要在表达式上另外加一项$\frac{1}{\frac{s}{w_{opto}}+1}$wopto​s​+11​，其中$w_{opto} = 2\pi*10kHz$wopto​=2π∗10kHz。故，完整的补偿器的表达式为
$G_c(s) = \frac{\frac{s}{1/R_1C_1}+1}{s/w_1(\frac{s}{w_{opto}}+1)}$Gc​(s)=s/w1​(wopto​s​+1)1/R1​C1​s​+1​

设计过程Procedure and Results

1. 测量$G_m$Gm​；$C_1$C1​初始值设定为$0.1 ~ 1uF$0.1 1uF(the feedback loop must be stable)

2. $G_m$Gm​ measurement with output voltage not in regulation.
   

3. Determine initial Gc(w) based on Gm(w) measurement：
   最小开关频率规定为70k Hz，则根据经验，穿越频率(crossover frequency)应当低于其1/5，也即7k Hz。
   根据测量出的Gm，我们将穿越频率选取为100Hz。（这样做有一个好处，100Hz处的相位基本稳定在0度，所以相位裕度为90度）
   因此，设计Gc使得穿越频率为100Hz，选取为100Hz并不是最终的状态，而是为了接下来的调试步骤更加稳定可靠。这一步是为了再次测量Gm，此时电压处在regulation的状态。（对比第二步）

4. Re-measurement of Gm(w).
   渐渐增大输入电压，直到达到期望的输入输出工况。
   

5. 根据第四步的测量结果，再次设计Gc。To achieve the crossover frequency of 7 kHz with a minimum 45° phase margin
   

6. 总体来说，基于UCC25600的LLC设计是一个反复试验的过程。需要结合modulator的硬件测试与compensator的理论计算。
   如果能够通过软件扫频得到Gm的bode图？

UCC25600 过流保护RC电路的设计

变压器变比设计

Feature Description

Soft Start

• 软起动时序
  

• SS 引脚同时也是芯片的ON/OFF引脚，当Vss低于1V的时候, the device is disabled.

• 当开始启动的时候，如果SS引脚的电压低于1.2V，此时它的输出电流为175uA。因此，上图中的延时$t_{ss, delay} = \frac{1.2V}{175uA}C_{ss}$tss,delay​=175uA1.2V​Css​

• 当SS引脚的电压高于1.2V时，此时驱动信号的频率由SS pin的电压和RT引脚的电流共同决定。

• $f_s = \frac{1}{2}\frac{1}{\frac{6ns*1A}{I_{RT}+(1.81mA - V_{ss}/2.2k\Omega)}+150ns}$fs​=21​IRT​+(1.81mA−Vss​/2.2kΩ)6ns∗1A​+150ns1​

• 当SS引脚的电压达到4V的时候，输出频率由$I_{RT}$IRT​决定。因此，软起动时间为$t_{ss} = \frac{2.8V}{5uA}C_{ss}$tss​=5uA2.8V​Css​

• To ensure reliable operation, the gate drivers restart with GD2 turning high. This prevents uncertainty during system start up.

Overcurrent Protection (OC pin)

• The general concept of this sensing method is that the ac voltage across the resonant capacitor is proportional to load current. 这种检测过流的原理是基于谐振电压和负载电流是成正比的。
• $V_{Cr, peak} = \frac{4}{\pi}nV_o|\frac{jf_nL_nQ_e+1}{f_n^2L_n}|$VCr,peak​=π4​nVo​∣fn2​Ln​jfn​Ln​Qe​+1​∣
• 电路参数的设计如下表

Name	Function	Design Equation
$R_s$Rs​	Transfer ac voltage across resonant capacitor into current source	$R_s = \frac{C_{Cr, peak}(max)^2}{2P_{Rs}(max)}$Rs​=2PRs​(max)CCr,peak​(max)2​
$C_s$Cs​	Blocking dc voltage on resonant capacitor	$C_s = \frac{10}{R_sf_{min}}$Cs​=Rs​fmin​10​
$R_p$Rp​	Load resistor of the current source	$\frac{R_s}{C_{Cr, peak}(max)}\pi$CCr,peak​(max)Rs​​π
$C_p$Cp​	Filter capacitor	$C_p = \frac{10}{R_pf_{min}}$Cp​=Rp​fmin​10​